AD9850+AD8310+MCP3304=АЧХметр (шум на АЦП)

[FomaNeverov]

EUgeneUS в сообщении #1374374 писал(а):

Dmitriy40

Посмотрел осциллографом, что происходит на выходе детектора. Нагрузочный резистор не подключал, конденсатор: 560 пФ на плате детектора и 3.9 нФ на входе АЦП.

1. Как и ожидалось, "проходит" ВЧ-сигнал на некоторых уровнях.
2. ВЧ представляет собой сильно "покореженную" синусоиду, почти пила: с быстрым нарастанием и более медленным спадом.
3. Интересно...

В импульсном блоке питания конденсатор сдох...

[EUgeneUS]

FomaNeverov в сообщении #1374514 писал(а):

В импульсном блоке питания конденсатор сдох...

А это ничего, что на протяжении страницы обсуждений единственный импульсный блок питания - это батарейка Крона?

-- 07.02.2019, 07:20 --

Dmitriy40 в сообщении #1374506 писал(а):

Тут похоже снова выходим за границы моих познаний.

Тут похоже какие-то особенности работы детектора. ВЧ-помеха на выходе оказалась не так проста, как казалось.

Если посмотреть, что происходит на выходе детектора вообще без нагрузочного конденсатора:

1. На низких частотах (где-то до 1 - 1.5 МГц) имеем что-то похожее на логарифм от синуса: плоские верхние полупериоды и резкое падение вниз на нижних. Размах оценить сложно, из-за резких выбросов вниз.

2. На более высоких имеем пилу, о которой я сказал выше. Частота этой пилы как-то зависит от входной частоты сигнала (меняется с её изменением) и как-то зависит от нагрузочного конденсатора (в последнем случае - паразитная емкость кабеля и щупа осциллографа).

3. С повышением частоты сигнала в некоторых диапазонах (единицы МГц), эта пила "начинает терять зубы" - каждый второй выброс становится меньше, пока совсем не пропадет - частота поделилась на два.

4. На частотах более 10-20 МГц вроде бы имеем синусоиду, но тут нельзя верить осциллографу "из кладовки", у него полоса 20 МГц.

5. Что интересно, размах помехи (когда она является пилой) - не меняется от уровня входного сигнала и составляет примерно 0.5 В (!).
6. При полном отсутствии сигнала на входе - все равно на выходе имеем пилу! Частота этой пилы при отсутствии конденсатора ("на паразитных ёмкостях") - мегагерцы. При конденсаторе 0.1мкФ - 33.3 кГц.

То есть получается какая-то забавность:
1. Увеличиваем конденсатор - уровень помехи уменьшается, да. И довольно сильно.
2. Однако, частота помехи падает (!), а значит помеха ослабляется не настолько сильно, как ожидается.

Откуда и возникла мысль про активные фильтры.

Проведу опыт с честной RC-цепочкой (пока только с разной ёмкостью конденсатора экспериментировал). По результату отпишусь.

[EUgeneUS]

Про граничную частоту фильтра.

Dmitriy40 в сообщении #1374506 писал(а):

При наличии ВЧ составляющих в сигнале фильтр на входе АЦП необходим по определению, с частотой среза не выше половины скорости опроса (а лучше в разы меньше) (т. Котельникова ж).

(ФНЧ) с частотой среза не ниже половины скорости опроса или больше?

Если
а) убрать работу с синтезатором и задержку 1 мс, которая её эмулирует,
б) убрать усреднение по 16 точкам,
то выборка 500 точек собирается где-то за 50 - 80 мс.

То есть максимальная частота дискретизации 6 - 10 кГц.
И граничная частота ФНЧ должна быть около 15-20 кГц.
В принципе, если считать выборку за примерно 0.5 секунд (задержка 1 мс на точку после перестройки частоты), то частота среза ФНЧ может быть единицы кГц.

[Dmitriy40]

EUgeneUS в сообщении #1374598 писал(а):

Dmitriy40 в сообщении #1374506 писал(а):

При наличии ВЧ составляющих в сигнале фильтр на входе АЦП необходим по определению, с частотой среза не выше половины скорости опроса (а лучше в разы меньше) (т. Котельникова ж).

(ФНЧ) с частотой среза не ниже половины скорости опроса или больше?

ФНЧ не выше половины частоты опроса. Иначе в результатах измерений будут интермодуляционные искажения (пожалуй ошибся, будет многократное отражение и наложение спектра выше в полосу половины опроса, грубо говоря гармоники не подавятся фильтром, а переедут с каким-то ослаблением и в полосу 0-5кГц для опроса 10кГц) и уберутся ли они усреднением - очень не уверен (собственно с чего бы). И насчёт ровно половины - это сказки/теория для бесконечных времён, при любом конечном времени надо ещё меньше, вы ж вряд ли накладываете окна (Блэкман-Харриса, Хамминга, или какие там ещё применяются) на массив отсчётов перед усреднением.
Т.е. при 10кГц опросе частота среза ФНЧ должна быть не выше 5кГц (а лучше скажем 2-3кГц) и ослабление в полосе от 5кГц и выше должно быть достаточным для увода любых таких сигналов (с гармониками выше 5кГц) ниже 1LSB. Такую крутизну для сильных помех обеспечить вряд ли реально, значит или ограничивать уровень помех с частотами (и гармониками) выше 5кГц чтобы при имеющемся подавлении они ушли ниже 1LSB; или увеличивать порядок/крутизну фильтра; или уменьшать частоту среза (с увеличением времени установления до нужной точности).
Впрочем я не на 100% уверен что всё это именно так применимо и к импульсным сигналам, радиотехника для меня тёмный лес с отдельными прогалинами.

По остальному эксперименту.
Входная ёмкость щупа осцилла обычно мала (10-15пФ, на пределе 10:1 может и пару пФ быть), что сравнимо просто с голым выводом микрушек, вряд ли он столь сильно влияет.
Потеря пилой зубьев не совсем понятна, если при этом поднимается нижний уровень её - то ок, это вмешивается АРУ AD8310 и сглаживает входной сигнал (таким странным образом). Но как она тогда работает от 0Гц я почти не понимаю (вернее не понимаю где тут тогда пиковый детектор). Если же уровни пилы не меняются при потере зубьев - не понимаю происходящего (или вообще принципа работы AD8310).
Почему пила вместо трапеции - очевидно: зарядка выходных ёмкостей током 25мА (наверное), а разряд на 4кОм, вот и асимметрия.
На частотах 10-20МГц надо пересчитать на время нарастания/спада осцилла и по ним уже судить синус там или пила или что. Вроде бы понятие "полоса пропускания" - это где синус искажается не более чем на -3дБ. Хотя какое там в осцилле подавление гармоник я не знаю и может и правда всё сглаживается до синуса ... В общем тут я плаваю, с понятием полосы пропускания осцилла, время нарастания/спада намного понятнее.
Размах помехи 0.5В - нонсес. Что Вы вообще собрались при этом мерить?!
Учитывая её зависимость от ёмкости нагрузки - уж не самовозбуждение ли тут? ИМХО смахивает на ёмкость в цепи ОС генератора. И давить его фильтрами дальше - глупость, сигнал не вытащите, это не регенератор.
Э, стоп, может это и не помеха вовсе, а ваш входной сигнал? Вершины у неё где, не на правильном ли выходном уровне случаем? Хотя от ёмкости по выходу тогда зависимости быть не должно.

Итого. Ощущение что вы ходите по заколдованному кругу проблем, пытаетесь лечить одну - обнаруживаете другую, лечите её - вылезает третья, и т.д. Сначала были наводки из эфира, вроде полечились экранами, потом возможно (не уверен) были наводки по питанию, перешли на крону, теперь походу самовозбуждение ... И это ещё не подключали AD9850 ...
Я скоро (если не уже) запутаюсь в своих предложениях, тем более что сам плохо их понимаю.

[EUgeneUS]

Dmitriy40 в сообщении #1374605 писал(а):

Ощущение что вы ходите по заколдованному кругу проблем,

У меня ощущение, что хожу вокруг одной и тоже проблемы. Тешу себя надеждой, что не по кругу\окружности, а по сужающейся спирали.

В даташите на AD8130 пишут
а) на выходе есть пульсации с удвоенной частотой входного сигнала. Вот это не всегда наблюдаю. Вроде как частота меньше.
б) When driving capacitive loads, it is desirable to add a low value of load resistor to speed up the return to the baseline; the buffer is stable for loads of a least 100 pF. Понятно, что если выходной каскад работает на щуп осциллографа, то он может работать нестабильно, и размах помехи в 0.5 В в принципе неудивителен. Но форма помехи очень похожа и при работе на более ёмкостную нагрузку.

По частоте среза ФНЧ остались вопросы. У меня же сканирование АЧХ планируется. А значит переходные процессы при переходе от одной к другой точке должны закончиться перед считыванием. Пусть за 1 мс. Тогда частота среза ФНЧ не может быть ниже 1 кГц. Или где напутал?

[Dmitriy40]

EUgeneUS в сообщении #1374655 писал(а):

По частоте среза ФНЧ остались вопросы. У меня же сканирование АЧХ планируется. А значит переходные процессы при переходе от одной к другой точке должны закончиться перед считыванием. Пусть за 1 мс. Тогда частота среза ФНЧ не может быть ниже 1 кГц. Или где напутал?

По моему напутали, причём в трёх местах. Первое: 1мс это 1кГц, а теорема Котельникова говорит про максимум половину полосы от частоты сэмплирования. Т.е. спектр входного сигнала 0-500Гц и выше всё в нулях (сильно меньше 1LSB). Тут есть тонкость, можно взять любую полосу в 500Гц, в любом месте полного спектра, хоть начиная от 9341МГц, но шириной не более 500Гц - и всё что вне её должно быть подавлено аналоговым способом. Впрочем при наличии у АЦП УВХ я уже не уверен что будет работать и на высоких частотах. Ну и половину - лишь в теории, реально надо или ещё меньше, или огибающую накладывать в цифре.
Второе, время установления (задержки) в 1мс вовсе не так прямо пересчитывается в частоту/полосу, для примера если 1мс=10RC (что меньше 1LSB), то 1RC=0.1мс, а это частота среза F=1/2piRC=1600Гц (если бы АЦП был менее точным и хватило бы 5RC, то частота среза стала бы 800Гц при той же задержке). И вот тут как раз частота среза должна быть не менее вычисленной, чтобы величина задержки оставалась не более 1мс.
И третье: если после паузы в 1мс (время установления) скорость опроса у вас 10кГц, то на входе АЦП не должно быть гармоник выше 5кГц (в идеале), а не 500Гц или 800Гц или 1600Гц. Это две разные цифры.

Итого, при опросе со скоростью 10кГц вам необходим ФНЧ 5кГц (в идеале) с прямоугольным спадом выше. Но опрашивать АЦП можно лишь после 10RC (если ФНЧ из 1 RC звена) или времени установления до точности 1/8192. Для RC одно в другое (частота среза в время установления и наоборот) пересчитывается, для других - надо разбираться, я не уверен, могут быть переколебания увеличивающие время установление без изменения частоты среза. Для непрямоугольных фильтров есть ещё и крутизна спада и соответственно величина подавления за границей 5кГц (именно половины частоты опроса). И подозреваю для сложных фильтров все три величины (частота среза, время установления, крутизна) могут быть связаны отнюдь не прямо ...

-- 07.02.2019, 15:20 --

Мои рассуждения ломаются если АЦП опрашивать не потоком, а лишь один раз. Ну, это так и есть: при одном опросе вы получите среднее значение плюс случайный шум (случайное смещение) и форму и величину этой добавки восстановить никак не сможете. Как и собственно среднее значение (что и интересует). Т.е. противоречия тут никакого нет, есть требование/условие восстановления формы сигнала на входе АЦП по его отсчётам, что по одному отсчёту невозможно в принципе. Кажется даже длина выборки (и её скорость) пересчитывается во входную полосу восстановленного сигнала обратным преобразованием Фурье.

[EUgeneUS]

Dmitriy40 в сообщении #1374725 писал(а):

Итого,...

Спасибо, "на уровне ощущений" так и представлял: то, что ниже частоты "перехода между точками АЧХ" - пропускаем, то что выше (половины) частоты выборки на точку АЧХ - давим. За рекомендации по расчету - отдельное спасибо.

Вчера провел серию измерений с нагрузкой в виде RC-цепочки из двух сопротивлений 100 Ом и конденсатора 3.9 нФ. В принципе, всё, как в даташите:

1. На частотах выше 2 МГц (см. ниже) пила (теперь "перекошенная в другую сторону") с удвоенной частотой входного сигнала. Размах около 10 mV
2. На частотах ниже 2 МГц - что-то похожее на $\log (|\sin \omega t|)$. Размах сильно растет с падением частоты и около 100 кГц достигает чуть ли не 1 V.
3. 2 Мгц - это "угол частоты" по умолчанию, если на BFIN ничего не подключать. Как я понял, для частот него выше детектор считает RSSI, для частот ниже - считает $\log (|F(t)|)$. Его надо уменьшать, предполагаю уменьшить до 2 кГц конденсатором на BFIN.

4. А вот что происходит на низких уровнях сигнала (в пределах 10 dBV от предела чувствительности):
а) При отсутствии сигнала получается что-то периодическое, промодулированное белым шумом. И период, видимо, задается как раз RC-цепочкой. В результате RC-цепочка перестает работать, как фильтр.
б) до 10 dBV от предела чувствительности получается какая-то дикая смесь: удвоенная частота входящего сигнала ВЧ, периодический сигнал, заданный RC-цепочкой, белый шум. Удвоенную частоту RC-цепочка гасит, как и при бОльших входных уровня ВЧ, а вот всё остальное - пролазит.

На выходных еще поэкспериментирую с пассивными RC-нагрузками детектора.
Но пока рабочая идея такая:
1. На выходе сделать RC-цепочку с высокой частотой среза (около 0.5 - 1 МГц).
2. А далее "зарезать" активным ФНЧ на частоту около 5 кГц.

[Dmitriy40]

Так как BFIN никуда внутрь (на детекторы) не заведён, то кондёр на нём эквивалентен фильтру на выходе. И соответственно увеличивает время установления напряжения на выходе, см. Fig.9, уже при 10нФ оно станет порядка 500мкс (до 10RC). Тогда по выходу можно ограничиться кондёром 3.9нФ у АЦП чисто ради подавления помех/иголок, даже 100Ом впараллель не нужен, хватит встроенных 4кОм (10RC=160мкс).
Вопрос с 100Ом впослед выходу для ограничения выходного тока до 25мА гораздо хитрее и я бы его оценил так: при питании от 5В на выходном транзисторе рассеивается (5В-0.4В)*25мА=115мВт, что является гарантированно допустимым; для заряда кондёра в 3.9нФ от 0В до 2.5В через резистор 0.05Ом (выходное сопротивление) от 5В требуется 0.7RC=0.14нс (мрак), что при токе пусть даже 100А даст тепловыделение меньше 70нДж или 70мкВт@1кГц повторений. Для 0.1мкФ та же оценка даёт менее 2мкДж или 2мВт@1кГц. И то и другое считаю безопасно, даже если реальное сопротивление цепи будет в десяток раз больше (пусть даже 1Ом, тогда для 0.1мкФ 0.7RC=70нс, ток 5А, тепла менее тех же 2мкДж и 2мВт@1кГц). Но ради спокойствия можно и поставить ом так 1-100, вдруг я ошибаюсь в оценке, ведь даже "родные" 100Ом на 0.1мкФ дают время установления до 10RC лишь 100мкс, не страшно.

Собственно похоже микрушка именно так и работает, выдаёт $\log(|F(t)|)$, на выходном (или на BFIN) кондёре же это сглаживается за счёт именно ассиметрии заряда/разряда и для частот выше порога получаем почти пиковый детектор (с незначительной модуляцией входным сигналом). Для частот немного ниже - несимметричную пилу с пиками на уровне входного сигнала. Для ещё более низких частот успевает отрабатывать и всю трапецию $\log(|F(t)|)$. И значит увеличив кондёр на выходе (или лучше на BFIN) сдвинем порог частоты вниз.
А на АЦП надо измерять не среднее значение, а максимум, именно он привязан к пикам входного сигнала, т.е. амплитуде. Как при этом бороться с белым шумом надо додумать.

[EUgeneUS]

В прошлом сообщении я перепутал название пинов . По памяти писал и ошибся.
На OFLT нужен конденсатор для уменьшения частоты, которая определяет, где измеряет rssi, а где считает $\log (f)$
Думаю так поставить:
На OFLT - около 600 pF. Это даст 100 kHz граничной частоты для детектора.
На BFIN - около 5 nF. Это даст 10 kHZ граничной частоты фнч на буфферном каскаде.

[EUgeneUS]

Dmitriy40

Ура! Победа.
После некоторых упражнений в навесном монтаже SMD-компонентами (см. выше), получены такие результаты:

1. Выборка с усреднением по 16 измерениями на одну точку, размер выборки 500.
Дисперсия по выборке нигде не превышает 1-2 $LSB^2$
Частоты от 0.1 до 50 МГц, уровень на выходе детектора от 400 до 4070 LSB

2. Выборка без усреднений, одно измерение на точку.
а) на частотах от 1 до 50 МГц на любых уровнях сигнала диcперсия по выборке не превышает 4-5 $LSB^2$
б) с понижением частоты до 0.1 дисперсия по выборке начинает расти и достигает 250 $LSB^2$ на самом высоком уровне ВЧ (условные 0.3 В) на 100 кГц.

По моему чудесный результат.
Спасибо Вам огромное!

[Dmitriy40]

Если это на всех интересующих диапазонах уровня сигнала - да, чудесный, без всякой иронии.

Не забудьте оттестировать всю систему на нулевой уровень отсутствия входного сигнала при разных температурах (если прибор комнатный/лабораторный, то хватит +10°С и +40°С) и к максимальному значению с АЦП добавить защитный промежуток хотя бы в 1% full scale (порядка 40-50LSB) (или на 20-30% больше реально полученного разброса) и всё что ниже считать отсутствием сигнала - чтобы не принять случайно отсутствие сигнала за его наличие. Это ухудшит диапазон измерений, но повысит их надёжность (если уж что-то показывает - то это именно сигнал, а не случайность), тут придётся задушить жабу сделать как можно шире/чувствительнее. Иначе есть вероятность через полгода, когда забудутся тонкости работы, неожиданно намерить что-то удивительное (типа EmDrive) - ошибиться вряд ли ошибётесь, но нервов для разбирательства потратите.
Неплохо бы сравнить показания и от хорошего стабильного сигнала при разных температурах чтобы быть уверенным в показаниях и зимой и летом. А то TL431 конечно хороша, но всё равно плывёт от температуры, и вполне может уплыть на 20мВ=33LSB=1дБ.

[EUgeneUS]

Dmitriy40 в сообщении #1375176 писал(а):

защитный промежуток хотя бы в 1% full scale (порядка 40-50LSB)

При опоре 2.5 В это примерно 30 мВ. Теряется чуть больше 1 дБ в диапазоне измерений. Не такая уж большая потеря.
Но там ситуация несколько хуже - в нижней части кривой переход от линейной функции к постоянной полочке довольно плавный, и линейность там не сохраняется на довольно значительном промежутке.

Dmitriy40 в сообщении #1375176 писал(а):

Неплохо бы сравнить показания и от хорошего стабильного сигнала при разных температурах чтобы быть уверенным в показаниях и зимой и летом. А то TL431 конечно хороша, но всё равно плывёт от температуры, и вполне может уплыть на 20мВ=33LSB=1дБ.

Вроде писал выше, особенности предполагаемых измерений таковы, что это играет малую роль.
Что важно:
1. Посмотреть неравномерность АЧХ в полосе пропускания. Вот тут плюс минус 0.5 дБ будет играть значительную роль. Но это именно неравномерность, точность абсолютных значений тут не важна.

2. Посмотреть подавление внеполосного сигнала. Тут характерные значения: -40 ... -90 дБ. (условно: -40 - "плохо", -90 - "отлично"). Тут важны именно абсолютные значения (точнее: разность между подавление "в полосе" и "вне полосы"), но точность плюс минус 3 дБ вполне допустима.

Поэтому, если опора уплыла на 20 мВ (на 1 дБ) - не очень плохо, так как по п.2 ещё укладываемся. Главное, чтобы она не плавала на столько в момент снятия АЧХ, тогда по пункту 1 не проходим.

Плюс предусматриваю подключаемый широкополосный усилитель +20дБ, чтобы нижнюю часть АЧХ можно было "вытащить" в линейную часть характеристики детектора.

[Dmitriy40]

EUgeneUS в сообщении #1375247 писал(а):

Но там ситуация несколько хуже - в нижней части кривой переход от линейной функции к постоянной полочке довольно плавный, и линейность там не сохраняется на довольно значительном промежутке.

Нелинейность не так уж страшна, главное чтобы была монотонность. Нелинейность всегда можно убрать таблично или аппроксимацией или ещё как. А вот если у вас показания будут -98дБ (к примеру, 416мВ на АЦП), то вы не будете точно знать, это такое подавление или контакт отошёл (или внутренний обрыв в трансе) и сигнала нет.
Аналогично и с температурой, если зимой измерение покажет -58дБ, а летом -57дБ (1дБ погрешность я прикинул на глазок, стоит перепроверить) и Вас это устраивает - прекрасно!
Да, если у Вас все измерения относительные (важнее форма кривой, а не её точное вертикальное положение в дБ) - прекрасно, погрешности явно ниже 3дБ и главное одинаковы во всём диапазоне.
В общем похоже я уже перестраховываюсь и Ваши реальные задачи/требования проще.

Кстати тогда не очень понятно зачем 13 битный АЦП, ведь даже встроенный в ардуино 10 битный даёт погрешность после калибровки 1LSB=2.5мВ=0.1дБ, куда уж лучше. Он конечно не быстрый, но на 250кГц тактировании вполне даёт до 18кГц отсчётов, причём частоту опроса можно задать таймером очень точно и накладных расходов на его опрос мизер.

[EUgeneUS]

Dmitriy40 в сообщении #1375264 писал(а):

Кстати тогда не очень понятно зачем 13 битный АЦП, ведь даже встроенный в ардуино 10 битный даёт погрешность после калибровки 1LSB=2.5мВ=0.1дБ, куда уж лучше.

13 битный он, если в обе стороны сигнал измерять, а так 12-битный.
Я ранее прикидывал, 10 бит хватает, но "в обрез". Плюс 1-2 бита надо на усреднение и округление. Иначе даже при самом стабильном сигнале на АЦП показания будут скакать на 1-2 LSB, и будет некрасиво

[Dmitriy40]

EUgeneUS
При большом желании можно и 13-й бит получить с АЦП: поделите опору пополам делителем (или заменой TL431 на TLV431) и подайте её на второй диф.вход (или даже чуть больше, вплоть до 2.5/2+0.4) и всё. Этим кстати можно и чуть-чуть поднять измеряемое напряжение выше 2.5В при той же опоре в 1.25В (например подав на диф.вход точно 1.5В получите измеряемый диапазон 0.25-2.75В с опорой 1.25В). А всех затрат - делитель и мелкий (десятки нФ) кондёр для фильтрации и снижения выходного импенданса и объединения земель АЦП и AD8310 по переменке (для подавления помех).
Правда зачем - не знаю, 12 бит и так за глаза. Но несложно.
Кстати, подав имеющуюся опору 2.5В на второй диф.вход получите измеряемый диапазон 0-5В при 13 битах (Вы выше где-то упоминали что 2.5В предел маловат). Затраты - пара проводков.
Общее неудобство: земля AD8310 отвязывается от земли АЦП и ардуины и от AD9850, который придётся развязывать кондёрами в обоих выходных ВЧ проводах. Зато 13 бит АЦП.

Усреднение как раз добавляет биты, а не отнимает. И уже при усреднении х4 показания скакать почти перестают, т.к. скачки 1-2LSB усредняются в 0.25-0.5LSB и скакать будет лишь если сигнал реально близок к границе шага квантования (или середине шага при округлении к ближайшему). А эти скачки показаний легко убираются хитрым округлением: не точно по правилам арифметики, а пока сигнал не ушёл за пределы (например) ±0.8LSB от границы LSB округлять к предыдущему значению. Всё, уже при х4 усреднении показания стабильны, при х8 усреднении можно снизить пороги до ±0.65LSB, такое искажение линейности без мат.обработки не заметить. Точность же всё равно остаётся в пределах ±1LSB. Вот если будете результаты как-то обрабатывать математическими методами, то придётся проверить как влияет такое странное округление или для обработки брать не округлённые значения.